Splitter之十一：无隔离宽带功分器，碎片三分钟，收获一丢丢。

前四篇文章讲了多节阻抗变换器，但在射频微波PCB上好象很少见到。因为多节阻抗变换器具有较宽的带通特征，通常用于宽带功分器。

前四篇文章讨论多节阻抗变换器理论上公式推导、理想模型仿真。本篇文章向工程上的物理实现往前跨一步。

无隔离宽带等功分器

采用野蛮优化和HFSS仿真能显著缩短样品开发周期。

假设需要用PCB做一个2~18GHz的无隔离宽带等功分器，如何开始？

我们知道这种无隔离宽带等功分器包含两部分：

• 无隔离的等功分的T形节——参见第015篇文章；

• 两个100欧→50欧多节宽带阻抗变换器——参见第028~031篇文章；

如下图所示：

按以上几篇文章介绍的办法搭积木就行了。

第一步选板材。根据经验，选射频微波专用板材较合适，RO4350B材料较常用。介质厚度与微带线线宽相关，ADS自带的LineCal计算器，可算出20mil介质厚度的50欧微带线线宽43mil，而多节阻抗变换器中出现的92.5欧微带线线宽大概12mil。

∵上图等功分：

∴P2 = P3；

而且通常：

∵Z0 = 50欧，

∵Z2e = Z3e =100欧

这次野蛮优化不去优化微带线阻抗，直接优化微带线线宽。

另外，宽带功分器中心频率10GHz频点的λ/4的线长度L90也当做优化变量；

第二步建模并优化。按前四期文章所算过的8节阻抗变换器来优化，建模如下：

注意各种颜色小框中的参数设置：

• MSUB是微带线层叠结构控件，参数设置有：介质厚H、介质损耗角正切Tan0、相对介电常数Er、铜导电率Cond、铜厚T等等；

• 在端口1增加了一个TL11，是100欧，线宽9.3mil；

• 在端口2也增加了一个TL10，是50欧，线宽WZ0 =43.12mil；

• TL10、TL11均与各自的端口阻抗相等，所以其长度和阻抗都不影响仿真优化的结果。

• 优化目标设置为dB(S(2,2))≤-25dB，各种优化算法都可试试；

• 优化出来的结果显示在VAR控件中的W1~W8；

• 还有L90也是被优化的变量，表示宽带功分器中心频率10GHz频点的λ/4；

多节阻抗变换器优化结果如下：

第三步，搭建无隔离宽带等功分器模型，仿真。

再拷贝一个8节阻抗变换器，加一个T形节构成如下电路的完整模型：

要注意T形节的三个线宽设置的对应关系，一定不能搞错，建议打开T形节的Help文件，仔细观察拓朴结构的定义。

更改各微带线的线宽，除了2*8节阻抗变换器之外，接在三个端口的微带线的线宽都改为WZ0 mil，表示50欧。如上图小蓝框所示。

三个端口阻抗也都改为50欧。如上图小蓝框所示。

总合路端口1的回波损耗仿真结果如下：

基本符合要求，只是高频段稍微超标（如果以20dB为限）。

两个分路端口的等功分比仿真结果如下：

红蓝两条曲线重叠，等功分符合预期。

随着频率提高，分配功率基本按线性衰减，从2GHz的3.1dB线性变化到18GHz的3.6dB。这是由于PCB存在导体损耗和介质损耗的原因。

无隔离不等功分宽带功分器

需要分别计算出Z2e 和Z3e。

假设功率分配比K2 =P3/P2 = 2，按照《015_Splitter之五：无隔离电阻的T形节》中的公式，可以算出：

Z2e= 150欧；

Z3e= 75欧；

于是框图就变化：

那么要就分别优化出两个多节阻抗变换器：

• 150欧→50欧多节宽带阻抗变换器；

• 75欧→50欧多节宽带阻抗变换器；

  ; P1 ^8 i* ?2 g( o1 ], j9 ^8 h
  

但要注意，由于阻抗比不同，因此两个多节阻抗变换器优化的参数和指标都会有差异：

• L90的长度（λ/4）不同；

• 回波损耗（优化目标）也不同，显然150欧多节阻抗变换器，如果只用8节，是很难接近26dB回损的。而75欧是很容易优化到30dB以上回损的，甚至还有带宽裕量。《028_多节阶梯阻抗变换器工程设计的公式推导》中给出了节数、阻抗比、带宽、回波损耗（带内纹波）之间复杂的关系：

  
  

优化好这两个多节阻抗变换器之后，再在ADS中画出无隔离不等分宽带功分器电路的完整模型：

仿真回波损耗如下：

如果仿真不正确，那就再回头仔细检查。仿真做多了，很多错误能瞬间找出来。

仿真的功率分配比如下：

功率分配比大约为3+/-0.5dB，有纹波。

遗留问题

1.功率分配比有纹波；

2.150欧变换为50欧的支路中，出现了W1 = 3.36mil的高阻线宽，这种细线是很难加工出来的。

如何解决，且听下回分解。

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